1 引言 

無線射頻識別(RFID)技術，是利用無線射頻方式在讀卡器和射頻標簽之間進行非接觸雙向數據傳輸，以達到目標識別和數據交換的目的．工作于125kHz和13．56MHz等低頻頻段的標簽設計技術已趨于成熟，目前國內外的研究熱點主要集中在超高頻(UHF)頻段和微波頻段的無源標簽設計以及微波頻段的片上天線設計等方面，國內尚未見到有關UHF及微波頻段完整標簽設計和測試的報道．對于無源RFID標簽來說，其最重要的參數就是工作距離，而提高工作距離的主要途徑在于降低芯片功耗和電源電壓．當標簽位于讀卡器場區的不同位置時，輸入功率的變化范圍可達幾十dB，因此芯片還必須能夠處理動態范圍很大的信號．這些都是無源標簽設計中的關鍵問題，也是當前研究的熱點問題．本文提出了一種與NCITS一256—1999協議兼容的915MHz無源射頻只讀標簽，通過對射頻前端電源電路和解調電路在器件、電路結構等方面的優化，降低芯片功耗并擴大芯片工作動態范圍．文中給出了完整芯片的仿真和測試結果． 

2 系統結構 

標簽主要由電源恢復電路、解調電路、調制電路、時鐘電路、復位電路、偏置電路、數字電路等部分組成．電源恢復電路從電磁場中恢復出直流電壓，為芯片供電；解調電路將讀卡器發送給標簽的射頻信號轉化為數字基帶信號；調制電路通過改變從標簽天線端看進去的芯片輸入阻抗，達到反向散射調制的目的；時鐘電路為數字電路提供時鐘信號；復位電路在電源電壓上升到可以工作的幅度時產生復位信號，強制數字電路進入一個已知狀態；偏置電路為模擬前端各模塊提供偏置電流；數字電路負責處理基帶信號，進行指令譯碼，并向讀卡器返回標簽所存儲的信息等． 

3 各電路模塊的設計 

3．1 電源恢復電路及調制電路 
電源恢復電路的結構如圖1(a)所示．當標簽離讀卡器較遠時，標簽接收到的射頻信號很微弱，只有幾百毫伏．為了在遠距離下獲得合理的工作電壓，電源恢復電路采用了9級Dickson倍壓電路的形式．在不考慮寄生效應的情況下，N 級Dickson倍壓電路所能獲得的電源電壓為^[1]: 

式中 N 是倍壓電路的級數； V_ρRF 是輸入射頻信號的幅度；V 是構成倍壓電路的二極管上的正向壓降．為提高倍壓效率，即在相同的射頻輸入信號幅度下獲得更高的電源電壓，需要減小 V _f．D．肖特基二極管由于具有較低的閾值電壓，一般被使用在標簽的電源電路中^[1]．但標準CMOS工藝下不提供肖特基二極管．為了與標準CMOS工藝兼容，在該電源恢復電路中采用了零閾值管和低閾值管．前6級使用柵漏短接的零閾值nMOS管，因為它的閾值電壓在襯偏為零的情況下只有0．05V左右．考慮到隨著電路級數的增加，零閾值nMoS管源極的直流電壓越來越高，襯偏效應越來越顯著，使得其閾值顯著增加，因此后3級改用低閾值pMOS管．這里對pMOS管的襯底接法作了改進，普通二極管接法的pMOS管其襯底是與源極相連的，而這里將襯底與柵(漏)極接在一起，這對于提高倍壓電路的效率有如下好處：當射頻信號通過pMOS管向電容充電時，管子的漏極電壓低于源極電壓，襯底與漏極相連使得襯偏電壓為負，從而等效閾值電壓降低，V _f．D．減小；另外，在考慮MOS管的寄生電容時，(1)式可以改寫為^[2]： 

式中 C_bs ，C_bd ，C_gb曲是Mos管的大信號寄生電容，如圖1(b)所示^[3]．當襯底與柵極短接時，圖1(b)中的C_bd和C_gb曲都被消除，大大減小了寄生電容，提高了倍壓效率．仿真結果表明，當電源負載為5μA 時，獲得1．6V 電源電壓所需要的射頻信號最小輸入幅度為230mV，對應的射頻輸入功率為36μw．當芯片位于讀卡器場區的不同位置時，射頻信號的輸入功率變化范圍很大．為保證標簽具有較大的工作范圍，需要在近場的情況下，使用穩壓電路降低芯片輸入阻抗，減小標簽實際獲得的功率，同時將恢復出的電源電壓限制在合理的范圍內．穩壓電路由圖1(a)中的M1，D1，D2，D3和R1構成．當電源電壓上升到超過3個二極管的閾值電壓時，電阻R上的壓降開始增大，使得泄流管M1導通，泄放大電流以減小芯片輸入阻抗．仿真結果顯示，電源電壓為1．6V時，穩壓電路消耗的靜態電流為230nA;當射頻信號輸入功率小于7．5mW 時，電源電壓小于2．35V ． 

UHF頻段的射頻標簽，采用反向散射調制的方式向讀卡器返回信號．根據NCITS．256．1999協議^[4]，反向鏈路的調制方式是ASK．這里通過nMOS管M2的導通和關斷來改變芯片的輸入阻抗，達到調制的目的，如圖1(a)所示．如果像文獻^[5]中所述將M2直接接在∨_ANT1和∨_ANT2之間，則芯片輸入阻抗的變化最大，可以獲得最大的調制深度，但是存在如下問題：在不調制期間，每當射頻信號的負半周到來時，即 AN < AN 時，M2漏極和襯底之間的pn結可能發生正偏，帶來襯底漏電，降低了倍壓電路的功率效率．通過將M2改放在如圖1(a)所示的位置，可以克服這個問題．因為在電路達到穩態時，M2的漏極電壓對地有接近于∨_DD  的直流分量，即使信號的負半周來到，只要其幅度小于 ∨_DD，那么M2的漏襯pn結就不會發生正偏．當處于調制狀態時，M2導通，相當于將倍壓電路中位于M2之前的17個二極管接法的MoS管都對地短路，從而獲得較高的調制深度，增大了工作距離．M2沒有直接接在C_load 。 的兩端是為了減小M2放電對于電源電壓的影響． 

3．2 解調電路 
在NCITS．256．1999協議中，讀卡器向標簽發送的信號，采用的是OOK調制方式，信號的波形如圖2(a)所示．圖2(b)給出了解調電路的結構框圖，包括包絡檢波電路、參考電壓產生電路和遲滯比較器三部分．包絡檢波電路的主體是2級Dickson倍壓結構．除了提取信號包絡外，電路還對遠場下的微弱信號進行放大，對近場下的強輸入信號進行限幅，從而提高芯片工作的動態范圍． 

參考電壓產生電路的結構如圖2(c)所示．當標簽位于場區的不同位置時，輸入信號的幅度差別很大，這里將自動增益控制中常用的峰值檢測技術應用于RFID標簽，使得參考電壓不是一個固定值，而是能夠跟隨信號強弱的變化而有效地提高動態范圍和檢測靈敏度．圖中的運放和nMOS管M7構成峰值檢測電路，當標簽進入讀卡器的場區時，結點∨peak的初始電壓低于包絡信號，運放輸出電平為高，M7處于導通狀態，對電容Cr充電，直到∨peak的電壓上升到與包絡信號的幅度相同為止，此后M7關斷；當長度為lt_ts的OOK信號的下脈沖到來時，包絡信號跟隨射頻信號下降，但由于分壓電路的等效電阻與電容Cr所決定的時間常數遠大于1μs，所以∨peak點的電壓保持包絡信號的峰值不變．分壓電路產生幅度約為 ∨peak／2的參考電壓，用于比較器的判決．分壓電路一般由電阻網絡構成，為了減小漏電，需要很大的阻值，面積效率很低．而本設計中采用4個二極管接法的MOS管代替電阻構成分壓電路，大大節省了面積，并且選取較小的寬長比，可以降低分壓電路的漏電流對于∨peak的影響．仿真結果顯示，解調電路在1．6V 電源電壓下的靜態功耗為0．9μw，最小可檢測的射頻信號幅度小于150mV ． 

3．3 其他電路模塊 
時鐘電路從解調信號中提取出兩路時鐘信號CLK1和CLK2，用以控制數字部分的運行．時鐘電路的具體結構在文獻^[6]中有詳細論述．由于電路的主體是一系列基于反相器和電容的延時單元，因此不存在靜態功耗．通過選取小尺寸的反相器和控制延時單元的充放電電流，可以降低動態功耗．偏置電路采用了自偏置∨t 參考源^[7]，它所提供的電流不隨電源電壓而變化，電流源本身的靜態電流控制在200nA 以下．上電復位電路在電源電壓上升到1．6V左右時對數字電路進行復位．其靜態功耗為0．2μ W．數字部分根據NCITS．256—1999協議設計，實現了讀標簽ID號、防碰撞等功能． 

4 仿真與測試結果 

仿真結果表明，在1．6V 電源電壓下，整個模擬前端的靜態工作電流為1．6μ A，芯片正常工作所需要的最小射頻信號輸入功率為45 w，在讀卡器發射功率為4W EIRP，標簽天線增益為0dBi的情況下，對應的工作距離為7．8m．完整芯片在0．18μm CMOS工藝下流片驗證．芯片面積為0．91mm×0．87mm．封裝在λ／2偶極子天線上的標簽如圖3所示．完整芯片采用915MHz、與NCITS-256-1999協議兼容的讀卡器進行了測試．測試結果表明，芯片各部分均正常工作，且滿足設計要求．圖4所示的測試波形分別為射頻輸入信號、標簽解調信號和CLK1信號、CLK1和CLK2信號、讀卡器檢測到的反向散射信號．為減小示波器探頭電容對于測試信號的影響，測試時均采用探頭的×10衰減檔，因此實際信號幅值是圖中波形所示幅值的10倍． 

5 結論 

本文在0．18μm CMOS工藝下實現了一種基于NCITS一256—1999協議的915MHz無源射頻只讀標簽．芯片具有低功耗、大動態范圍的特點．測試結果表明，各模塊電路的實際工作性能均滿足設計要求． 

參考文獻 

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