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RFID讀寫器接收機基帶數字信號處理研究
作者：烏云高娃 ，魯駿 ，吳榮華
來源：RFID世界網
日期：2010-03-05 11:26:50
摘要：本文首次提出了影響超高頻RFID數字接收機性能的各種因素，明確了噪聲和直流偏移干擾對讀寫器性能的影響關系，給出包含過采樣濾波、直流偏移校正、相關性解碼等基帶數字信號處理方案，并在Altera FPGA上進行了驗證，結果證明它比其他方法可以有效提高超高頻RFID讀寫器的讀取效果。
1 引言
超高頻RFID系統空中接口標準包括ISO／IEC系列，EPC系列，以及中國正在研究制定的國家標準，數字接收機 J可實現軟件升級和多協議支持，相比模擬接收機具備易于調試、應用靈活的優勢，因而在超高頻RFID讀寫器中得到了廣泛應用。提高超高頻RFID讀寫器的讀取效果一直是近年來的研究重點。在經過詳盡分析和實驗驗證后，本文給出相關問題的解決辦法。
超高頻RFID讀寫器是與標簽之間采用反向散射原理完成通信，根據當前主要的UI-IF頻段空中接口標準ISO／IEC 18000．6C， 標簽在無源狀態下以同頻半雙工方式通訊。基本的通信過程是，讀寫器采用幅移鍵控(ASK)等方式來調制載波，在特定頻率的信道上將信息發送給一個或多個標簽，之后讀寫器仍然需要發射CW載波，在指定的時間內來等待標簽的應答。
零中頻架構具有不需要中頻環節，能夠減小功耗，降低電路復雜度，易于調試等優點。零中頻RFID數字接收機電路框圖如圖1所示。天線接收進來的射頻信號通過環行器后直接進入下變頻器，轉換完成的基帶信號通過LNA放大、低通濾波，輸出兩路I、Q基帶信號交由基帶進行數字信號處理。
2 接收機性能影響因素分析
超高頻RFID讀寫器接收機工作時也需要發射機發出無調制的載波，接收機接收到的包括標簽反射信號、天線噪聲、環境反射、發射機直接耦合，以及接收機自身的噪聲等．在標簽能獲得足夠工作能量的前提下，讀寫器的工作距離主要取決于標簽反向散射信號在讀寫器的解調輸出能否滿足最低信噪比要求。根據文獻[3]，可用下面的公式來標示讀寫器決定的最大工作距離：
環境折反射干擾及相位噪聲主要在載波頻率附近，下變頻之后表現為低頻噪聲；基帶信號上混有常見的高頻噪聲，在密集讀寫器模式下，需要控制接收機帶寬在一定范圍以避免讀寫器之間相互干擾，因此需要對基帶信號作帶通濾波處理，以提高其信噪比。
直流偏移是零中頻結構特有的一種干擾，是由于接收機中本振、發射機泄漏、環境反射等信號耦合到混頻器輸入端形成的．讀寫器收發同頻造成了直流偏移遠大于常規的接收機，加上常見工作距離只有3 5米，載波泄漏情況還受天饋及環境影響，直流偏移具有時變性．直流偏移不僅破壞了后級電路的直流工作點，還影響放大濾波電路的線性度性能，使信噪比變差．使用環行器的單天線設計中，環行器隔離度有限導致發射泄漏到接收端的強度大，直流偏移問題會更加嚴重。
直流偏移、環境折反射引起的幅度相位干擾、本振相位噪聲、ADC量化噪聲等都可降低接收機的信噪比，提高其性能除了要在模擬射頻電路上進行改進，還必須在基帶信號處理算法上采取相應措施。
3 基帶數字信號處理
為保證正確完成解碼，基帶數字信號處理需要完成噪聲與干擾的消除，以適當的方式完成ASK信號判決，關鍵的處理措施包括：過采樣與濾波、直流偏移校正、數據解碼等。
3．1 過采樣與濾波
根據奈奎斯特采樣定理，為了使采樣信號能恢復成原來的連續信號，采樣頻率至少應大于信號最高頻率的兩倍，過采樣是在奈奎斯特頻率的基礎上將采樣頻率提高一個過采樣倍律的水平。過采樣能夠降低有效帶寬內量化噪聲的功率，提高信噪比，相當于增加了ADC的分辯率，過采樣得到的數據可以用CIC濾波器進行抽取，使數據率回到正常水平，再級聯FIR濾波器進行帶通濾波，進一步降低噪聲功率，提高信噪比。
以常見的碼率250kbps的ASK標簽返回信號為例，為了能夠和ADC芯片性能配合，選擇過采樣系數為40，則采樣速率為20MSPS，抽取之后的碼率設定為回發數據碼率的8倍，即2Mbps，CIC濾波級數為3。
FM0編碼的絕大部分信號功率都在第一零點內，通常第一零點帶寬位置為通信速率的2倍，加入時鐘抖動后，其最大的第一零點帶寬可達通信速率的2．5倍，因此，設置低通截止頻率為650kHz；考慮同步頭的v特征點，可設置高通截止頻率為160kHz，以便在有限的資源條件下盡可能濾除帶外噪聲，圖2為設計得到的帶通濾波器幅頻特性曲線。
以電路硬件方式處理直流偏移的辦法包括：交流耦合、載波消除、諧波混頻、白校正補償等，其中諧波混頻處理、自校正補償方法均較復雜，而實現的效果有局限性，文獻[4]提到一種載波消除的處理方法，該方法需要同時在模擬射頻和基帶單元增加補償電路及軟件，增加了復雜程度和成本，且調試困難，文獻[5]提到簡單的通過電容交流耦合方式即可濾除信號直流部分來減輕直流偏移的干擾，這種方式是所有方案中結構最簡單、成本最低，因而應用最廣。
標簽回發的數據幀同步頭包括若干個前導零加前同步碼，基帶程序在規定時間內探測到同步頭之后才能開始信息解碼接收，交流耦合方式雖可減輕信號過載造成的干擾，但由于讀寫器工作在突發通信模式下，接收電路的階躍響應特性會在同步頭位置產生斜坡效應，往往導致同步判斷錯誤，為處理斜坡，可以在基帶信號處理前進行中值校正，該方法僅需要對采集的數據進行滑動窗跟蹤和p．p值平均計算。其原理是：
上式中c是標定的ADC數據中值，i是數據序號，(i)為原始數據值，Y(i)表示該點的校正結果數據，Ⅳ為滑動窗的大小， 是滑動窗計算序號。
除了部分數據頭部因為失真無法復原以外，能夠以較小的計算代價對通信幀的同步頭數據進行還原，從而減輕直流偏移干擾對解碼同步的影響。
3．3 數據解碼
基帶數據解碼方法分為過零檢測和相干檢測兩種，過零檢測工作原理是設定一個閥值，對數據緩沖區內的每個數據樣本都與中值相比較，如果該數據樣本與中值的差值的絕對值大于閥值且大于平均值，就判定為1，否則都判為0，由于該方法的實現簡便易行，甚至利用比較器就可以實現判決．在中低端讀寫器產品上使用廣泛。
相干檢測則具備更好的解碼能力，能夠在輸入信噪比較差的使用環境中達到遠優于過零檢測的性能，由于FM0編碼采用正交編碼方式，滿足：
解碼之前，需事先創建數據數組s。和s 作為表示FM0編碼的0和1的碼元模板。根據公式，輸入數據分別與．so和Js 作相關運算，運算結果即表示了輸入信號與碼元0和碼元1之間的相關程度，碼元模板按照采樣倍數設置分段長度，相關運算也按照同樣方式分段進行，由于碼元模板S。和S 也是正交的，所以與哪個的運算結果值大，則表明該輸人數據代表的是哪個碼元。由于標簽返回信號允許有±22％ 的頻偏，使得分段相干計算的起始位置難以界定。參考文獻[6]的設計采用的是分成多組相關器同時計算的方法進行處理，占用FPGA資源較多。更好的方式是綜合運用過零檢測，間隔3．4個周期就對分段的起始位置進行校正，從而保證了分段計算過程與信號周期始終同步，這樣在不過分增加資源消耗的情況下仍然可以達到同樣的效果。
4 驗證及分析
根據上述分析設計樣機驗證平臺，其中基帶的數字信號處理通過Altera CycloneH FPGA完成，實現的功能包括ADC驅動、FIFO緩沖、CIC濾波以及相關性判決等，協議流程的處理交由FPGA內嵌的軟核CPU完成，上述功能塊按照外設的方式掛接在軟核CPU內部總線上。全部功能塊的設計以Altera提供的標準IP庫為基礎，測試時發射機天線端口輸出功率30dBm，工作頻率915MHz，使用7dBi的圓極化天線，標簽使用Alien公司產品，設置標簽距離天線8m，控制標簽的回傳速率為250kdBs。
ADC采集的原始數據曲線如下圖3所示(橫軸是采樣個數，縱軸是采樣數據值．下同)．由于完整的通信幀數據較多，在此僅僅給出包含同步頭和同步碼的I路前半部分數據及其處理結果
經過CIC及帶通濾波，可以得到圖4所示的曲線。此時濾波器去除了混雜的噪聲，波形變得比較圓滑整齊，能夠較容易的分辨出數據幀的同步頭和數據位，圖中同時顯示了過零檢測的解碼曲線(位于圖形下方，方波上邊標注的是過零檢測的0和1及其樣本點數量；下方標注解碼結果．2B4：0，表示第2字節的第4位解碼為0)．該算法在橫軸坐標240左邊出現了解碼判決錯誤(1B5：1，碼元0被判決為1)，表明處理畸變干擾能力有限。
本文通過分析零中頻架構超高頻RFID讀寫器數字接收機設計中的性能瓶頸，明確了影響接收性能的噪聲干擾、直流偏移及解碼問題的成因及解決思路。從基帶數字信號處理角度，在過采樣濾波處理基礎上，給出直流偏移校正和相關解碼等解決辦法。經過測試驗證，讀寫器最遠能夠穩定讀取10m左右距離的標簽，且能夠自適應天饋和環境的變化，讀取效果比市場上常見產品更為穩定可靠，證明達到了提高讀寫器作用距離的設計要求。
超高頻RFID系統空中接口標準包括ISO／IEC系列，EPC系列，以及中國正在研究制定的國家標準，數字接收機 J可實現軟件升級和多協議支持，相比模擬接收機具備易于調試、應用靈活的優勢，因而在超高頻RFID讀寫器中得到了廣泛應用。提高超高頻RFID讀寫器的讀取效果一直是近年來的研究重點。在經過詳盡分析和實驗驗證后，本文給出相關問題的解決辦法。
超高頻RFID讀寫器是與標簽之間采用反向散射原理完成通信，根據當前主要的UI-IF頻段空中接口標準ISO／IEC 18000．6C， 標簽在無源狀態下以同頻半雙工方式通訊。基本的通信過程是，讀寫器采用幅移鍵控(ASK)等方式來調制載波，在特定頻率的信道上將信息發送給一個或多個標簽，之后讀寫器仍然需要發射CW載波，在指定的時間內來等待標簽的應答。
零中頻架構具有不需要中頻環節，能夠減小功耗，降低電路復雜度，易于調試等優點。零中頻RFID數字接收機電路框圖如圖1所示。天線接收進來的射頻信號通過環行器后直接進入下變頻器，轉換完成的基帶信號通過LNA放大、低通濾波，輸出兩路I、Q基帶信號交由基帶進行數字信號處理。
2 接收機性能影響因素分析
超高頻RFID讀寫器接收機工作時也需要發射機發出無調制的載波，接收機接收到的包括標簽反射信號、天線噪聲、環境反射、發射機直接耦合，以及接收機自身的噪聲等．在標簽能獲得足夠工作能量的前提下，讀寫器的工作距離主要取決于標簽反向散射信號在讀寫器的解調輸出能否滿足最低信噪比要求。根據文獻[3]，可用下面的公式來標示讀寫器決定的最大工作距離：
環境折反射干擾及相位噪聲主要在載波頻率附近，下變頻之后表現為低頻噪聲；基帶信號上混有常見的高頻噪聲，在密集讀寫器模式下，需要控制接收機帶寬在一定范圍以避免讀寫器之間相互干擾，因此需要對基帶信號作帶通濾波處理，以提高其信噪比。
直流偏移是零中頻結構特有的一種干擾，是由于接收機中本振、發射機泄漏、環境反射等信號耦合到混頻器輸入端形成的．讀寫器收發同頻造成了直流偏移遠大于常規的接收機，加上常見工作距離只有3 5米，載波泄漏情況還受天饋及環境影響，直流偏移具有時變性．直流偏移不僅破壞了后級電路的直流工作點，還影響放大濾波電路的線性度性能，使信噪比變差．使用環行器的單天線設計中，環行器隔離度有限導致發射泄漏到接收端的強度大，直流偏移問題會更加嚴重。
直流偏移、環境折反射引起的幅度相位干擾、本振相位噪聲、ADC量化噪聲等都可降低接收機的信噪比，提高其性能除了要在模擬射頻電路上進行改進，還必須在基帶信號處理算法上采取相應措施。
3 基帶數字信號處理
為保證正確完成解碼，基帶數字信號處理需要完成噪聲與干擾的消除，以適當的方式完成ASK信號判決，關鍵的處理措施包括：過采樣與濾波、直流偏移校正、數據解碼等。
3．1 過采樣與濾波
根據奈奎斯特采樣定理，為了使采樣信號能恢復成原來的連續信號，采樣頻率至少應大于信號最高頻率的兩倍，過采樣是在奈奎斯特頻率的基礎上將采樣頻率提高一個過采樣倍律的水平。過采樣能夠降低有效帶寬內量化噪聲的功率，提高信噪比，相當于增加了ADC的分辯率，過采樣得到的數據可以用CIC濾波器進行抽取，使數據率回到正常水平，再級聯FIR濾波器進行帶通濾波，進一步降低噪聲功率，提高信噪比。
以常見的碼率250kbps的ASK標簽返回信號為例，為了能夠和ADC芯片性能配合，選擇過采樣系數為40，則采樣速率為20MSPS，抽取之后的碼率設定為回發數據碼率的8倍，即2Mbps，CIC濾波級數為3。
FM0編碼的絕大部分信號功率都在第一零點內，通常第一零點帶寬位置為通信速率的2倍，加入時鐘抖動后，其最大的第一零點帶寬可達通信速率的2．5倍，因此，設置低通截止頻率為650kHz；考慮同步頭的v特征點，可設置高通截止頻率為160kHz，以便在有限的資源條件下盡可能濾除帶外噪聲，圖2為設計得到的帶通濾波器幅頻特性曲線。
以電路硬件方式處理直流偏移的辦法包括：交流耦合、載波消除、諧波混頻、白校正補償等，其中諧波混頻處理、自校正補償方法均較復雜，而實現的效果有局限性，文獻[4]提到一種載波消除的處理方法，該方法需要同時在模擬射頻和基帶單元增加補償電路及軟件，增加了復雜程度和成本，且調試困難，文獻[5]提到簡單的通過電容交流耦合方式即可濾除信號直流部分來減輕直流偏移的干擾，這種方式是所有方案中結構最簡單、成本最低，因而應用最廣。
標簽回發的數據幀同步頭包括若干個前導零加前同步碼，基帶程序在規定時間內探測到同步頭之后才能開始信息解碼接收，交流耦合方式雖可減輕信號過載造成的干擾，但由于讀寫器工作在突發通信模式下，接收電路的階躍響應特性會在同步頭位置產生斜坡效應，往往導致同步判斷錯誤，為處理斜坡，可以在基帶信號處理前進行中值校正，該方法僅需要對采集的數據進行滑動窗跟蹤和p．p值平均計算。其原理是：
上式中c是標定的ADC數據中值，i是數據序號，(i)為原始數據值，Y(i)表示該點的校正結果數據，Ⅳ為滑動窗的大小， 是滑動窗計算序號。
除了部分數據頭部因為失真無法復原以外，能夠以較小的計算代價對通信幀的同步頭數據進行還原，從而減輕直流偏移干擾對解碼同步的影響。
3．3 數據解碼
基帶數據解碼方法分為過零檢測和相干檢測兩種，過零檢測工作原理是設定一個閥值，對數據緩沖區內的每個數據樣本都與中值相比較，如果該數據樣本與中值的差值的絕對值大于閥值且大于平均值，就判定為1，否則都判為0，由于該方法的實現簡便易行，甚至利用比較器就可以實現判決．在中低端讀寫器產品上使用廣泛。
相干檢測則具備更好的解碼能力，能夠在輸入信噪比較差的使用環境中達到遠優于過零檢測的性能，由于FM0編碼采用正交編碼方式，滿足：
解碼之前，需事先創建數據數組s。和s 作為表示FM0編碼的0和1的碼元模板。根據公式，輸入數據分別與．so和Js 作相關運算，運算結果即表示了輸入信號與碼元0和碼元1之間的相關程度，碼元模板按照采樣倍數設置分段長度，相關運算也按照同樣方式分段進行，由于碼元模板S。和S 也是正交的，所以與哪個的運算結果值大，則表明該輸人數據代表的是哪個碼元。由于標簽返回信號允許有±22％ 的頻偏，使得分段相干計算的起始位置難以界定。參考文獻[6]的設計采用的是分成多組相關器同時計算的方法進行處理，占用FPGA資源較多。更好的方式是綜合運用過零檢測，間隔3．4個周期就對分段的起始位置進行校正，從而保證了分段計算過程與信號周期始終同步，這樣在不過分增加資源消耗的情況下仍然可以達到同樣的效果。
4 驗證及分析
根據上述分析設計樣機驗證平臺，其中基帶的數字信號處理通過Altera CycloneH FPGA完成，實現的功能包括ADC驅動、FIFO緩沖、CIC濾波以及相關性判決等，協議流程的處理交由FPGA內嵌的軟核CPU完成，上述功能塊按照外設的方式掛接在軟核CPU內部總線上。全部功能塊的設計以Altera提供的標準IP庫為基礎，測試時發射機天線端口輸出功率30dBm，工作頻率915MHz，使用7dBi的圓極化天線，標簽使用Alien公司產品，設置標簽距離天線8m，控制標簽的回傳速率為250kdBs。
ADC采集的原始數據曲線如下圖3所示(橫軸是采樣個數，縱軸是采樣數據值．下同)．由于完整的通信幀數據較多，在此僅僅給出包含同步頭和同步碼的I路前半部分數據及其處理結果
經過CIC及帶通濾波，可以得到圖4所示的曲線。此時濾波器去除了混雜的噪聲，波形變得比較圓滑整齊，能夠較容易的分辨出數據幀的同步頭和數據位，圖中同時顯示了過零檢測的解碼曲線(位于圖形下方，方波上邊標注的是過零檢測的0和1及其樣本點數量；下方標注解碼結果．2B4：0，表示第2字節的第4位解碼為0)．該算法在橫軸坐標240左邊出現了解碼判決錯誤(1B5：1，碼元0被判決為1)，表明處理畸變干擾能力有限。
本文通過分析零中頻架構超高頻RFID讀寫器數字接收機設計中的性能瓶頸，明確了影響接收性能的噪聲干擾、直流偏移及解碼問題的成因及解決思路。從基帶數字信號處理角度，在過采樣濾波處理基礎上，給出直流偏移校正和相關解碼等解決辦法。經過測試驗證，讀寫器最遠能夠穩定讀取10m左右距離的標簽，且能夠自適應天饋和環境的變化，讀取效果比市場上常見產品更為穩定可靠，證明達到了提高讀寫器作用距離的設計要求。
